Ключ с нагрузкой типа двигатель постоянного тока

Рис.1.8. Схема транзисторного ключа с двигателем постоянного тока в качестве нагрузки.

Чисто активная или индуктивная нагрузка не характерна для усилителей, работающих в классе D. Чаще всего такие усилители используются в следящих системах с исполнительными двигателями постоянного тока, и нагрузкой для них является якорь двигателя, обладающий как активным сопротивлением, так и индуктивностью, а при вращающемся якоре в нем, кроме того, индуцируется ЭДС вращения Ев. Поэтому нагрузка усилителя может быть представлена эквивалентной схемой, состоящей из последовательно соединенных источника ЭДС Ев, активного сопротивления Rни индуктивности Lн. Схема простейшего усилителя с такой нагрузкой показана на рис.1.8. Для предотвращения пробоя коллекторного перехода вследствии возникновения большой ЭДС самоиндукции в момент закрывания транзистора, нагрузка шунтируется диодом VD.

При периодическом входном сигнале обычно в схеме выполняются такие соотношения величин, что при открытом и насыщенном транзисторе ток в нагрузке нарастает, а при закрытом спадает (рис.1.9). Среднее значение напряжения на нагрузке:

Uнср= Uн1·Кз- Uн2(1-Кз) @ Ек·Кз (1.25)

где Uн1 - напряжение на нагрузке при открытом VT,

Uн2=Uд- падение напряжения на диоде, по-прежнему определяется коэффициентом заполнения Кз, а среднее значение тока через нагрузку:

, (1.26)

Пульсации тока через нагрузку зависят от соотношения между периодом коммутаций и постоянной времени нагрузки:

t_H = Lн / Rн, (1.27)

Рис.1.9. Временная диаграмма усилителя с ДПТ при периодическом входном сигнале.

При достаточно большой тактовой частоте (частоте коммутации), когда T<<tн, пульсации малы, и в пределах такта можно считать ток нагрузки постоянным iн=Iнср=Iн. В этом случае потребляемая от источника мощность будет равна:

Pо= Ек· Iср= Ек· Iн· Кз, (1.28)

соответственно полезная мощность:

Pн= Uнср· Iн, (1.29)

мощность, рассеиваемая транзистором:

Pтр= Uкэн· Iн· Кз, (1.30)

мощность, рассеиваемая диодом:

Pд= Uд· Iд· (1 - Кз) , (1.31)

Коэффициент полезного действия:

. (1.32)

при максимальном входном напряжении (Кз=1) равен коэффициенту полезного действия простейшего ключевого каскада с чисто активной нагрузкой (1.17), но уменьшается по мере снижения выходного напряжения из-за увеличения мощности рассеиваемой диодом (кривая 2 на рис.1.10).

Рис.1.10. Графики зависимостей КПД усилителя от среднего значения напряжения нагрузки.

Картина переходных процессов в простейшем усилителе с индуктивностью в цепи нагрузки (рис.1.8) при выполнении условия T<<tн, где tн=Lн/Rнпоказана на рис.1.11. При закрытом транзисторе ток нагрузки замыкается через диод, а напряжение на транзисторе практически равно ЭДС источника питания Ек. По мере нарастания тока коллектора ток через диод убывает, но он остается открытым в течении всего фронта tф1и закрывается лишь тогда, когда ток коллектора становится равным току нагрузки. В течении этого времени напряжение на транзисторе остается практически равным Ек, а в момент окончания переднего фронта резко спадает до значения Uкэн.

Аналогично этому в период снижения тока коллектора диод открыт и напряжение на коллекторе транзистора практически равно Ек.

Рис.1.11. Временные диаграммы работы ключа с активно-индуктивной нагрузкой.

Предполагается, как и раньше, линейный характер нарастания и спадания тока коллектора и одинаковой длительностью фронтов, получим среднее значение рассеиваемой транзистором мощности:

(1.33)

и коэффициент полезного действия усилителя:

(1.34)

Из сравнения (1.30) и (1.33) видно, что дополнительная составляющая рассеиваемой транзистором мощности, обусловленная переходным процессом на транзисторе, относительно больше в усилителе с индуктивностью в цепи нагрузки. Соответственно, при прочих равных условиях, будут меньше и коэффициент полезного действия (кривая 4 на рис.1.10) и коэффициент использования транзистора. При увеличении тактовой частоты достаточно высокие энергетические показатели ключевых усилителей могут заметно ухудшиться. Это ограничивает максимальную тактовую частоту, и, поэтому не всегда удается уменьшить пульсации тока нагрузки до желаемых значений.

Реверсивные усилители

Рассмотренные простейшие усилители позволяют получить на нагрузке напряжение лишь одной полярности. В следящих системах необходимо обеспечить изменение направления вращения (реверс) двигателя, для чего нужно изменить полярность подаваемого на якорь двигателя напряжения. На рис.1.12 и 1.13 представлены варианты реверсивных усилителей. В схеме с двумя источниками питания (рис.1.12) транзисторы VТ1и VТ2открываются поочередно, поэтому напряжение на нагрузке знакопеременно и имеет форму, показанную на рис.1.14.

Ток нагрузки при достаточной тактовой частоте в пределах такта направления не меняет и, в зависимости от ЭДС вращения может быть как положительным, так и отрицательным. На рис.1.11 представлен случай, когда ток нагрузки положительный. При таком направлении в первую часть периода ток замыкается через открытый транзистор VТ1и источник Ео1, а во вторую - в основном через диод VD2и источник Ео2. Транзистор VТ2, открытый во второй части периода, работает в инверсном режиме и через него замыкается обычно незначительная доля тока нагрузки. При отрицательном направлении тока он замыкается в первую часть периода в основном через диод VD1и источник Ео1, а во вторую - через открытый транзистор VТ2и источник Ео2.

Рис.1.13. Схема реверсивного мостового усилителя.

При одинаковых ЭДС источников Ео1=Ео2=Еосреднее значение напряжения на нагрузке изменяется от наибольшего отрицательного значения при Кз=0 до наибольшего положительного значения при Кз=1 (рис.1.15).

Рис.1.12. Схема реверсивного усилителя с двумя источниками питания.

Рис.1.14. Диаграммы токов и напряжений в схеме усилителя с двумя источниками питания.

Потребляемая от источников мощность знакопеременна, а среднее за такт значение ее, равное при условии T<<tн

P₀ = I_H×E₀(2×K_З – 1) (1.35)

может быть как положительным, так и отрицательным (в инверсном режиме).

Мощность рассеиваемая транзистором VТ1и диодом VD2при положительном направлении тока, определяется также, как и в простейшем усилителе (1.30 и 1.31). Зависимость КПД от среднего напряжения на нагрузке при Uд=Uкэн=DU совпадает с таковой для простейшего усилителя (1.32 и кривая 2 на рис.1.10), а коэффициент использования транзисторов в два раза ниже.

В мостовой схеме рис.1.13 используется один источник питания, но зато в два раза увеличивается число транзисторов и диодов. Возможны два варианта управления транзисторами. По первому варианту в первую часть периода открываются транзисторы VТ1и VТ4, а во вторую - VТ2и VТ3. В этом случае при положительном токе нагрузки в первую часть периода он замыкается по пути источник - транзистор VТ4- нагрузка - транзистор VТ1, а во вторую - по пути нагрузка - диод VD2- источник - диод VD3(открытые во вторую часть периода транзисторы VТ2и VТ3работают в инверсном режиме и через них ответвляется небольшая часть тока).

Рис.1.15. Зависимость среднего значения напряжения на нагрузке от Кз.

Кривые напряжения на нагрузке, тока через нагрузку, токов через транзисторы и диоды (рис.1.16) имеют такой же вид, как и в предыдущей схеме. Зависимость среднего напряжения на нагрузке от коэффициента заполнения соответствует рис.1.15.

При определении энергетических показателей необходимо учитывать падения напряжения на двух последовательно включеных транзисторах (в первую часть периода) и на двух последовательных диодах (во вторую чать периода). Однако, в случае использования одинаковых транзисторов ЭДС источника питания в мостовой схеме может быть выбрана в два раза больше, чем ЭДС каждого из источников в схеме рис.1.12. Поэтому энергетические показатели мостовой схемы практически совпадают с показателями схемы с двумя источниками.

По второму варианту управление ведется следующим образом. Для получения положительного среднего напряжения на нагрузке поочередно коммутируются транзисторы VТ1и VТ2, транзистор VТ4остается все время открытым, а VТ3- закрытым. Положительный ток нагрузки замыкается в первую часть периода по пути источник - транзистор VТ4- нагрузка - транзистор VТ1, а во вторую - по пути нагрузка - диод VD2- транзистор VТ4. Кривые токов и напряжений для этого случая показаны на рис.1.17. Отрицательный ток нагрузки замыкается в первую часть периода по пути нагрузка - диод VD4- источник - диод VD1, а во вторую - по пути нагрузка - диод VD4- транзистор VТ2.

Рис.1.16. Диаграммы токов и напряжений в мостовой схеме при симметричном управлении.

Рис.1.17. Диаграммы токов и напряжений в мостовой схеме при несимметричном управлении.

Напряжение на нагрузке в первую часть периода положительно и равно ЭДС источника питания за вычетом небольших падений напряжения на двух насыщенных транзисторах (при положительном токе) или двух диодах (при отрицательном токе). Во вторую часть периода оно близко к нулю (складывается из падений напряжений на диоде и насыщенном транзисторе, отрицательно при положительном токе и положительно при отрицательном), поэтому среднее его значение может быть практически только положительным.

Для получения отрицательного среднего напряжения на нагрузке поочередно коммутируются транзисторы VТ1и VТ2, транзистор VТ4остается все время закрытым, а транзистор VТ3открытым.

Зависимость среднего напряжения на нагрузке от коэффициента заполнения при управлении по второму варианту показана на рис.1.18. Управление по второму варианту требует более сложных схемных решений, но зато уменьшаются пульсации тока через нагрузку и снижается рассеиваемая транзисторами VТ3и VТ4мощность за счет составляющей, обусловленной переходными процессами в этих транзисторах.

Рис.1.18. Зависимость среднего значения напряжения на нагрузке от Кздля мостовой схемы при несимметричном управлении.

Весьма высокие энергетические показатели ключевых усилителей делают желательным их применение не только в следящих системах, но в таких устроиствах, где требуется высококачественное воспроизведение формы входных сигналов при широком диаппазоне изменения их амплитуды и частоты. Структурная схема такого усилителя показана на рис.1.19.

Широтно-импульсный модулятор (ШИМ) формирует на выходе напряжение прямоугольной формы тактовой частоты, коэффициент заполнения которого пропорционален мгновенному значению входного сигнала. Этим напряжением управляется ключевой усилитель КУ, питающийся от источника ИП постоянной ЭДС. Выходной сигнал ключевого усилителя подается на нагрузку через фильтр нижних частот ФНЧ.

Рис.1.19. Структурная схема усилителя.

Тактовую частоту следует выбирать намного выше наибольшей частоты входного сигнала, чтобы облегчить выполнение фильтром ФНЧ его основной задачи - максимального подавления в выходном сигнале составляющих тактовой частоты без искажения составляющих усиливаемого сигнала. При синусоидальных низкочастотных сигналах (пренебрегая пульсациями напряжения и тока нагрузки и полагая Uд=Uкэн=DU) получим, что КПД

(1.36)

остается достаточно высоким и медленно снижается по мере уменьшения амплитуды выходного напряжения. По мере увеличения частоты входных сигналов должна соответственно увеличиваться и тактовая частота, а энергетические показатели усилителя ухудшаются. Кроме того, для уменьшения нелинейных искажений и повышения стабильности усилитель необходимо охватывать глубокой отрицательной обратной связью. Однако фильтр создает такие фазовые сдвиги между входным и выходным сигналами, что введение обратной связи часто ведет к потере устойчивости, т.е. усилитель начинает работать как генератор, полностью теряя свои усилительные свойства, вследствии этого выполнить усилитель класса D с высокими энергетическими показателями для усиления сигналов с большим динамическим и частотным диапазоном при малых шумах и нелинейных искажениях и высокой стабильности не представляется возможным.