Выбор средств обеспечения избирательности приемника

В супергетеродинных приемниках частотная избирательность определяется в основном ослаблениями зеркального Seзк и соседнего канала Seзк. В приемниках с двойным преобразованием частоты рационально выбирать частоту настройки 1-ого гетеродина выше частоты сигнала.

При этом вычитаются вызванные однозначными уходами частот 1-ого и 2-ого гетеродинов изменения второй промежуточной частоты fп2. Для обеспечения однозначности уходов частоты 1-ого и 2-ого гетеродинов можно образовать эти частоты путем умножения частоты общего задающего генератора, при этом использовать один кварцевый резонатор для стабилизации частот 1-ого и 2-ого гетеродинов. При такой расстановке частот, могут появиться зеркальная помеха относительно частоты 1-ого гетеродина fзк1=fc+2fп1 и помеха fзк2=fc-2fп2, которая после первого преобразования частоты превращается в fп1+2fп1 и становиться зеркальной относительно частоты 2-ого гетеродина. Помеха fзк1 должна быть ослаблена в преселекторе. Помеха fзк2 может быть ослаблена в преселекторе и в УПЧ-1, но так как fп2<<fc и fп1<<fc, то fзк2 ослабляется главным образом в УПЧ-1.

В нашем случае частота сигнала fc=808 МГц, первая промежуточная частота fп1=5 МГц, следовательно первая зеркальная помеха будет на частоте:

fзк1=fc+2fп1=808+2·5=818 МГц – эта помеха должна как сказано выше должна подавляться в преселекторе до смесителя.

Вторая помеха, которая после преобразования частоты становиться зеркальной относительно частоты 2-ого гетеродина, расположена достаточно близко к частоте принимаемого сигнала, поэтому в преселекторе существенно не ослабляется.

Рассмотрим средства обеспечения избирательности по первой зеркальной помехе.

По техническому заданию предъявлены следующие требования :

полоса пропускания по уровню –3 дБ - МГц,

полоса пропускания по уровню –50дБ - МГц.

Эти технические требования должны реализоваться в преселекторе.

 Для обеспечения высокой селекции применим фильтр на поверхностно-акустических волнах (ПАВ-фильтр), т.к. требуется узкая относительная полоса пропускания – 1,8 %, коэффициент прямоугольности – 2,7 по уровням (60/3) дБ, высокая рабочая частота 808МГц. Фильтр должен быть реализован на базе технологии ИМС. Выбор произведен по данным источника (таблица 1.1 [7] ).

ПАВ-фильтр состоит из передающего и приемного преобразователей, трансформирующих электрический сигнал в акустическую волну на входе и обратно на выходе устройства. Средой для поддержания ПАВ служит пьезоэлектрический звукопровод, на полированной рабочей поверхности которого располагаются преобразователи. Поскольку большинство типов преобразователей ПАВ обладает двунаправленностью излучения, то во избежание паразитных отражений на торцы звукопроводов наносят поглотители. В результате многократных отражений от краев электродов и несогласованности фильтра с внешними нагрузками возникают волны, отраженные от преобразователей. Известно, что наибольшие искажения характеристик фильтра вызывают сигналы тройного прохождения. Но т.к. РЛС работает в режиме непрерывного излучения, то этот эффект мало влияет на точность измерений.

Один ПАВ-фильтр поставим перед МШУ для селекции внешних помех и предохранения МШУ от перегрузки.

Из определения коэффициента шума N четырехполюсника следует, что шумы зеркального канала, так называемые зеркальные шумы, в режиме однополосного приема увеличивают N, поскольку мощность этих шумов попадает на выход смесителя и не может быть отнесена к мощности шумов источника сигнала. При использовании широкополосного МШУ перед смесителем зеркальные шумы значительно (примерно на 3 дБ) ухудшают общий коэффициент шума, так как их мощность в этом случае равна приблизительно половине общей мощности шумов на выходе приемника. Поэтому второй ПАВ–фильтр поставим после МШУ, для подавления зеркальных шумов на его выходе.

Таким образом исходя из выше приведенных соображений можно сформулировать технические требования для ПАВ-фильтра:

центральная частота 808 МГц,

полоса пропускания МГц,

полоса пропускания по уровню –25дБ - МГц, так в преселекторе стоит два ПАВ-фильтра, то они обеспечат избирательность при расстройке ±20 МГц - 50 дБ, что требуется в техническом задание.

прямые потери не более 0,2-0,5 дБ, чтобы фильтр не сильно увеличил коэффициент шума приемника.

Рассмотрим средства обеспечения избирательности по второй зеркальной помехе, она будет в диапазоне частот от 807,840 МГц до 808 МГц. После первого преобразование частоты спектр помехи перенесется на частоты от 4,840 МГц до 5 МГц.

Простейшим и часто используемым методом решения этой задачи является использование на выходе смесителя фильтра того или иного типа, затухание которого в полосе частот сигнала мало (L<1..1,5 дБ), а в полосе частот зеркального канала велико (L>13..15 дБ). Однако при промежуточной частоте 5 МГц и при полосе частот сигнала 160 кГц, у фильтра относительная полоса пропускания должна быть около 3,2 % и коэффициент прямоугольности около 1,5 по уровням (20/3)дБ. Создание LC-фильтра с такими параметрами трудно и нецелесообразно вследствие большой добротности катушек и температурной нестабильности элементов. Применение пьезоэлектрических и пьезокерамических фильтров также неоправданно из-за дороговизны разработки и производства этих фильтров.

Применение УПЧ с настроенными контурами, с двухконтурными каскадами, с попарно расстроенными одноконтурными каскадами, с одноконтурными каскадами, настроенными на три частоты и т.п., конструктивно неприемлемо из-за большого числа каскадов 7-8, также из-за сложностей настройке.

При третьем методе подавление зеркального канала применяют схему фазового подавления зеркального канала. Преобразователь с компенсацией помех зеркального канала можно построить по схеме, приведенной на рисунке 1.2. Принцип работы такого двухканального компенсатора с фазовым подавлением состоит в том, что принимаемый сигнал в разных каналах имеет одинаковую фазу и при суммирование в общем тракте удваивается, а зеркальные помехи противоположны по фазе и компенсируют друг друга.

Рисунок 1.2.Схема двухканального компенсатора с фазовым подавлением.

Напряжение от гетеродина u_г=U_гcos(ω_гt+φ_г) подается на смесители См1 и См2. Напряжение сигнала основного канала u_с=U_сcos(ω_сt+φ_с) и зеркального канала u_зк=U_зкcos(ω_зкt+φ_зк) подаются на смеситель См1 непосредственно и на смеситель См2 через фазовращатель Фв1 со сдвигом по фазе на 90⁰. В качестве основного канала принят сигнал на частоте f_c=f_г-f_пр, в качестве зеркального f_зк=f_г+f_пр. На выходе См1 после фильтра ФПЧ будет выделяться напряжение промежуточной частоты основного и зеркального каналов:

u_с1=U_сK_пcos[(ω_г-ω_с)t+φ_г-φ_с],

u_зк1=U_зкK_пcos[(ω_зк-ω_с)t+φ_зк-φ_г].

Здесь K_п-коэффициент передачи смесителя вместе с фильтром ФПЧ.

На выходе См2 (коэффициент передачи фазовращателя полагается равным единице)

u_с2=U_сK_пcos[(ω_г-ω_с)t+φ_г-(φ_с+90⁰)],

u_зк2=U_зкK_пcos[(ω_зк-ω_с)t+φ_зк+90⁰-φ_г].

После фазовращателя Фв2 фаза сигнала u_с2 оказывается такой же, как у u_с1 (φ_с1=φ_с2=φ_г-φ_с), а фаза помехи u_зк2 отличается от фазы u_зк1 на 90⁰. При одинаковых коэффициентах передачи трактов смесителей напряжение сигнала на выходе сумматора имеет удвоенную амплитуду, а напряжение зеркальной помехи взаимно компенсируется и на выходе отсутствует.

В принципе в компенсаторе можно не использовать Фв1, тогда на смесители должно подаваться напряжение гетеродина с взаимным фазовым сдвигом 90⁰. Также технически проще реализовать взаимный фазовый сдвиг 90⁰ после смесителей, если поставить в обе цепи фазовращатели, чем обеспечить фазовый сдвиг 90⁰ только в одной ветви схемы.