Характеристики аналоговых перемножителей

Характеристики	Типы аналоговых перемножителей напряжения(производитель)
	AD632А (AD)	AD835AN/AR (AD)	AD834J (AD)	525ПС1 (RUS)	Рис. 5.1 (Пульсар)	Рис. 5.4 (Интеграл)
Коэффициент передачи		мА	мА			мА
Ошибка перемножения, %	±1 (Х и У <10 В)	–	±0,5 (Х и У <1 В)	±1	±0,01	±0,008
Нелинейность по каналу Х, %	±0,4 (Х=20 мВ, У=10 В)	±0,3 (Х=±1В, У=1 В)	±0,5	–	±0,015	±0,01
Нелинейность по каналу У, %	±0,2 (У=20 мВ, Х=10 В)	±0,1 (У=±1В, Х=1 В)	±0,5	–	±0,015	±0,01
Прямое прохождение, f=50 Гц, Х=0 (Y=0), дБ, Y=1 В (Х=1 В)	-80 дБ (-50 дБ)	-46 (-60)	0,2 % (0,1 %) (от масштабной шкалы вых. тока)	-46 (-46)	-76 дБ (-50 дБ)	-80 дБ (-60 дБ)
Полоса пропускания (-3дБ), МГц	1	250	500 (в режиме удвоителя частоты	1	1000	320
Разность фаз между каналами X и У, не более, град (в полосе частот)	–	0,2 (на частоте 3,58 МГц)	–	–	–	±0,1 (до частоты 100 МГц)
Скорость нарастания, В/мкс	20	1000	–	–	–	600
Подавление несущей в режиме балансного смесителя, дБ (частота несущей)	–	-70 (10 МГц) -40 (50 МГц)	-70 (10 МГц) -50 (100 МГц)	-46	-70 (10 МГц) -50 (100 МГц)	-70 (10 МГц) -50 (100 МГц)
Спектральная плотность шума, нВ/Ö`Гц	800	50	16	–	20	12
Максимальное выходное напряжение, В	± 11	Макс. вых. ток 7,5 мА	Макс. вых. ток 8,4 мА	–	±10	Макс. вых. ток 4 мА
Выходное сопротивление, Ом	0,1	–	–	30		–
Максимальное входное напряжение (при заданной линейности), В	±10	±1,4	±1,3	±10	±10	±1
Входной ток, мкА	0,8	10	45	–	40	30
Разность входных токов, мкА	0,1	2	–	–	2	1
Входное сопротивление, МОм	10	0,1	0,025	0,02	0,02	0,025
Напряжение питания, В	± 15	±5	± 4 ¸ ± 9	±15	±15	±5
Потребляемый ток, мА	4	16	11 от +Епит 28 от -Епит	5,6	18	16

 

В таблице 5.1 приведены параметры аналоговых перемножителей, выпускаемых отечественной и зарубежной промышленностью и разработанных на основе рассмотренных методов. Характеристики разработанных АП получены по результатам моделирования. Статистичекие исследования в среде PSpice, проведенные по методу Монте-Карло и для наихудшего случая для разброса параметров компонентов ± 5 %, показывают, что параметры ухудшаются не более чем в 3 раза.

Особое место в ряду рассматриваемых АП занимают перемножители для очень низкого напряжения питания – не более ± 1,5 В. В этом случае на возможность использования линеаризующих цепей накладываются ограничения по синфазному сигналу. Так, если в качестве базовой взять схему АП, приведенную на рисунке 2.2, допустимый диапазон изменения сигнала на входах можно определить следующим образом.

Диапазон допустимого синфазного сигнала для различных полярностей сигнала Х:

– для положительной полярности

 

 

– для отрицательной полярности

 

,

 

где U _ИТ – падение напряжения на источнике тока I₀, поэтому меньшее по абсолютной величине значение и будет определять допустимый синфазный диапазон входного напряжения.

Допустимое синфазное напряжение для входа Y также различно для положительной и отрицательной полярности напряжения U_Y:

– для отрицательной полярности

 

 

– для положительной полярности

 

.

 

Для обеспечения максимально возможного диапазона линейного изменения выходного напряжения необходимо выполнить условие:

 

 

Легко показать, что при напряжениях питания ±15 В и токе I ₀ = 0,5 – 2 мА реально обеспечить возможность работать с напряжениями  но при низких напряжениях питания (например, ±5 В) эти напряжения не могут быть больше 1-2 В, а при напряжении питания ±1,5 – всего лишь 50-100 мВ.

При построении перемножителей напряжения на основе транзисторов, выполненных по технологии SiGe (кремний на германии) [20], имеющих, как правило, очень низкое пробивное напряжение, проблема применения линеаризующих цепей стоит наиболее остро. Очевидно, что применение линеаризации в ПНТ требует увеличения напряжения питания на один-два перехода база-эмиттер, что не всегда допустимо.

При исследовании АП, выполненного на основе транзисторов SGB25 (npnVp) [20] с максимальным напряжением U _КЭ< 3 В по схеме АП (рис. 2.2), были получены следующие результаты.

Линейность перемножителя оценивалась следующим образом. На один из входов, например Y, подавалось постоянное напряжение, а на вход X – изменяющееся в заданном диапазоне. Изменяющееся напряжение подается дифференциально, а оценка линейности производится следующим образом:

 

 %,

 

где U _ВЫХ – парафазное выходное напряжение перемножителя; U _Х – дифференциальное входное напряжение, К – масштабный коэффициент перемножителя.

Результаты моделирования (в среде Cadence) при U_Y = 100 мВ и U_X= ± 100 мВ и R_Н = 50 Ом приведены на рисунке 5.8. Максимальное выходное напряжение составляет 22 мВ, что соответствует масштабному коэффициенту преобразования К = 4,5. Отклонение от линейности составляет ± 0,022 %. Столь высокая линейность объясняется полной симметрией схемы и взаимной компенсацией нелинейности преобразования разности напряжений база-эмиттер и напряжения коллектор-база (напряжение коллектор-база транзисторов при питании от ±1,5 В становится отрицательным при U_X > 80 мВ, однако сохраняется активный режим работы транзистора – без насыщения).

На рисунке 5.9 представлены графики, характеризующие частотные свойства перемножителя. Полоса пропускания перемножителя по уровню –3дБ составляет 25 ГГц (при частоте f_T = 80 ГГц).

Как уже отмечалось, проблема построения высоколинейного перемножителя для низковольтных питающих напряжений достаточно сложна. Обычно цепи компенсации, повышающие линейность перемножителя, тем или иным способом измеряют ток в преобразователе «напряжение-ток» и формируют компенсирующее воздействие. В этом случае, как правило, требуется последовательное включение в цепи коллекторов дополнительных диодов, что потребует повышения питающих напряжений [6]. На рисунке 2.9 представлена схема балансного смесителя, способная работать при напряжении питания не более 3U _БЭ. Линейность этой схемы можно оценить с помощью выражений (2.1) и (2.3), а крутизну преобразования – с помощью выражений (5.1) и (5.2):

 

Рис. 5.8. График изменения выходного напряжения перемножителя

(кривая 1) и отклонение от линейности в % (кривая 2), выполненного

по схеме (рис. 2.2) на транзисторах типа SGB25

Рис. 5.9. АЧХ и ФЧХ перемножителя по схеме (рис. 2.2)

на транзисторах типа SGB25

 

 (5.1)

 (5.2)

 

Рис. 5.10. Низковольтный балансный смеситель

Рис. 5.11. График изменения выходного напряжения смесителя (1)

и отклонение от линейности в % (2) при входном сигнале 50 мВ

 

 

Рис. 5.12. Логарифмические АЧХ (1) и ФЧХ (2) смесителя

 

Линейность смесителя оценивалась по той же методике, что и линейность перемножителя при уровне входного сигнала 50 мВ. Как и следовало ожидать, нелинейность весьма высока и превышает 6 %.

Логарифмические АЧХ и ФЧХ сняты при управляющем воздействии 175 мВ, при этом частота среза составила 24,7 ГГц при R _Н = 50 Ом.

Балансный смеситель, схема которого представлена на рисунке 5.10, обладает низким диапазоном входного сигнала при заданной линейности – не более 50 мВ. Проблему линеаризации такого смесителя и, по сути, превращения его в линейный перемножитель можно решить следующим образом. Как и в случае с перемножителем на основе множительного ядра Джильберта линеаризацию передаточной характеристики дифференциального каскада можно осуществить логарифмированием входного сигнала (рис. 5.13). Причем каналы X и Y в этом случае остаются абсолютно симметричны, и длина электрического пути для сигналов U_X и U_Y одинакова.

 

Рис. 5.13. Схема перемножителя, полученная модифицированием схемы балансного смесителя

 

Результаты моделирования схемы АП (рис. 5.13) представлены на рисунках 5.14–5.15.

 

Рис. 5.14. Отклонение от линейности линеаризованного смесителя (в %)

Рис. 5.15. Логарифмические АЧХ (1) и ФЧХ (2)

линеаризованного смесителя

 

Отклонение от линейности линеаризованного смесителя не превышает 0,7 % при входном напряжении 100 мВ.

Полоса пропускания по уровню -3 дБ составляет 46 ГГц. Столь большой выигрыш в полосе пропускания схемы (рис. 5.13) объясняется тем, что множительное ядро работает при токах, соответствующих максимуму частотных свойств применяемых транзисторов. Токи входных логарифмирующих каскадов выбраны достаточно большими, чтобы выполнялось условие:

 

.

 

Проблема, которая требует решения при использовании низковольтных транзисторов SiGe, – это переход к одиночному (не парафазному) выходу. В этом случае должны быть использованы транзисторы p-n-p-типа, а их свойства на порядок хуже, чем свойства транзисторов SiGe n-p-n-типа.

Полученные результаты показывают, что возможности современной аналоговой микросхемотехники позволяют значительно уменьшить, а в ряде случаев и минимизировать влияние технологических погрешностей аналоговых компонентов на характеристики и параметры перемножителей.

 

Выводы и рекомендации

1. Наиболее существенная погрешность АП обусловлена нелинейностью преобразователей напряжение-ток, объемными сопротивлениями баз транзисторов и изменениями температуры.

Погрешности, обусловленные технологическим рассогласованием характеристик транзисторов, могут быть скомпенсированы в процессе настройки (балансировки) схемы при проектировании и изготовлении устройства на основе АП, для чего корпус микросхемы должен содержать дополнительные выводы.

2. Для снижения погрешности преобразования «напряжение-ток» наиболее целесообразно использовать методы параметрической компенсации влияния режимно зависимых параметров транзисторов.

Предложенный в работе метод оценки погрешности ПНТ удобен как при получении аналитических выражений, так и при моделировании.

3. Необходимо согласовывать объемные сопротивления баз транзисторов множительного ядра перемножителя и экспандера (логарифмирующих диодов).

4. Для компенсации влияния температурных изменений необходимо в процессе моделирования оценить температурный дрейф погрешности перемножения в %/К, затем построить источники тока с необходимым температурным дрейфом для компенсации изменения масштабного коэффициента перемножителя.

5. Коррекцию фазовой идентичности каналов перемножителя можно осуществить подключением RC-цепей параллельно масштабным резисторам преобразователей «напряжение-ток», для чего необходимо предусмотреть соответствующие выводы корпуса интегральной микросхемы.

Проведенный анализ и предлагаемые схемотехнические решения показывают, что на основе интегральной технологии могут быть построены прецизионные четырехквадрантные перемножители, по ряду своих характеристик превосходящие лучшие зарубежные образцы, которые могут найти применение как в радиотехнических устройствах, так и системах автоматики.

Полученные результаты показывают, что возможности современной аналоговой микросхемотехники позволяют значительно уменьшить, а в ряде случаев и минимизировать влияние технологических погрешностей аналоговых компонентов на характеристики и параметры перемножителей.